Si lo que buscas es elevar la tensión, aprovechando las sobretensiones de apertura, el diodo sobra. Sin embargo es mandatorio un diodo de colector a emisor (con el cátodo en el colector) para evitar que el transistor se polarice en inversa. Las capacidades que hay al otro lado del transformador provocan que en vez de ser un pulso limpio, sea una oscilación amortiguada. Esta oscilación que a veces es solo de un par de ciclos puede provocar la polarización del transistor en inversa. Ese diodo evita el rebote.
salud!!
Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
A Baldo:
La red snubber en tiristores funciona; los tiristores y similares, no sulen estropearse por tensión; cuando la tensión es alta se disparan con independencia de la puerta.
La dV/dt hace referencia a que si la tensión sube muy rapidamente, no da tiempo a que las cargas se repartan por la superficie de la unión, y el efecto es parecido al caso anterior, se disparan sin estropearse (normalmente), pero no es un disparo deseado (independiente de la puerta), sinó esporádico, que hace que el circuito no haga lo que tenía que hacer.
Por cierto, en la red snubber, R y C van en serie; no me fijé bién en el esquema que van en paralelo.
A Fusión:
Pues llevas razón; nunca había considerado la dV/dt en MOSFETs; quizás porque nos los uso mucho en conmutación, y no me había percatado.
Lo del diodo, en serie con C, (y la resistencia en paralelo, que ahora me fijo bién y es para descargar el condensador), no lo tengo tan claro, Ahora ando liado con otros temas, pero miraré la an cuando pueda.
Quiero decir que lo habitual es poner un diodo; y si se pone un condensador, este se carga, y hay que descargarlo a través de la resistencia, y no acabo de ver la ventaja frente al diodo solo, pero bueno, lo miraré. Gracias por la información.
Como curiosidad decir que uso un SEPIC como fuente de alimentación, y tras cargármelo varias veces, le puse un filtro Pi a la salida, y ya no se ha vuelto a estropear; de alguna forma actúa como protección.
Saludos.
La red snubber en tiristores funciona; los tiristores y similares, no sulen estropearse por tensión; cuando la tensión es alta se disparan con independencia de la puerta.
La dV/dt hace referencia a que si la tensión sube muy rapidamente, no da tiempo a que las cargas se repartan por la superficie de la unión, y el efecto es parecido al caso anterior, se disparan sin estropearse (normalmente), pero no es un disparo deseado (independiente de la puerta), sinó esporádico, que hace que el circuito no haga lo que tenía que hacer.
Por cierto, en la red snubber, R y C van en serie; no me fijé bién en el esquema que van en paralelo.
A Fusión:
Pues llevas razón; nunca había considerado la dV/dt en MOSFETs; quizás porque nos los uso mucho en conmutación, y no me había percatado.
Lo del diodo, en serie con C, (y la resistencia en paralelo, que ahora me fijo bién y es para descargar el condensador), no lo tengo tan claro, Ahora ando liado con otros temas, pero miraré la an cuando pueda.
Quiero decir que lo habitual es poner un diodo; y si se pone un condensador, este se carga, y hay que descargarlo a través de la resistencia, y no acabo de ver la ventaja frente al diodo solo, pero bueno, lo miraré. Gracias por la información.
Como curiosidad decir que uso un SEPIC como fuente de alimentación, y tras cargármelo varias veces, le puse un filtro Pi a la salida, y ya no se ha vuelto a estropear; de alguna forma actúa como protección.
Saludos.
Cielo azul sobre campo de mieses, ánimo.
Constitución Española:
Todos los españoles tienen el deber de trabajar y el derecho al trabajo.
Todos los españoles tienen derecho a disfrutar de una vivienda digna y adecuada.
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fusion
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Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
Bueno, el diodo solo vá bien pero no en flybacks, pues el diodo solo en flybacks te cargas el overshoot y no ganas tensión.
Para reducir el dV/dt se pone además una resistencia en la puerta del mosfet, lo cual es un poco perjudicial pues hace que este tarde más en pasar de corte a saturación consumiendo más potencia pero ganas en que no produces el pico indeseado.
En cualquier caso recomiendo poner esta resistencia y el snubber en el pcb aunque no los uses (cortocircuitas la resistencia y listo), y así si se quema el mosfet se lo puedes poner luego sin tener que hacer otro pcb
los condensadores de snubber además de usarse para poner en los convertidores son ampliamente usados por científicos aficionados para sus experimentos de alto voltaje
Para reducir el dV/dt se pone además una resistencia en la puerta del mosfet, lo cual es un poco perjudicial pues hace que este tarde más en pasar de corte a saturación consumiendo más potencia pero ganas en que no produces el pico indeseado.
En cualquier caso recomiendo poner esta resistencia y el snubber en el pcb aunque no los uses (cortocircuitas la resistencia y listo), y así si se quema el mosfet se lo puedes poner luego sin tener que hacer otro pcb
los condensadores de snubber además de usarse para poner en los convertidores son ampliamente usados por científicos aficionados para sus experimentos de alto voltaje
Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
He leído sus exposición y las respuestas que recibió. Algunas acertadas y otras no.
Lo primero que habría que saber es si además de producir chispas (normalmente 1Kv por mm), que energía deben entregar, y esto se puede intuir a partir de la aplicación a la que se destinen. No es lo mismo encender un mechero de gas, que cebar un Laser.
El montaje Flyback (que representa al inicio de su pregunta), es el mejor para obtener tensiones elevadas, pero tiene que diseñase adecuadamente (lo del gap en el núcleo de ferrita, la relación de transformación, el transistor MOS-FET necesario, las protecciones para el mismo, etc), porque el montaje flyback se basa en cargar un auto-inducción (una bobina) durante un tiempo ton, y hacer que se descargue seguidamente por si sola durante un tiempo toff. y obtener la tensión que se desee, si se toman las debidas precauciones (construcción del transformador, proporcionando adecuado aislamiento y soslayando el efecto de las capacidades parásitas del mismo).
Esto es debido a que cuando se carga una autoinducción (L) haciendo circular por ella una corriente I, ésta se carga con una energía igual a: 1/2 L I^2, y al cesar la carga, esta energía se tiene disipar como sea, porque la L no la puede retener (como si hacen los condensadores). Si esta energía se transfiere a un condensador (C) toma las constantes de él de forma que es = 1/2 C V^2 y V (la tensión a la que queda cargado el C), que teóricamente puede ser cualquiera.
El montaje simétrico (en Push-pull con el SG3525) que también Vd. propuso, no es adecuado, porque uno de los dos transistores está conduciendo siempre (alternativamente) y se cumple solamente la relación de transformación del transformador, y el efecto multiplicador del montaje de diodos y condensadores.
No sé si llego demasiado tarde, y quizá Vd ya ha resuelto el problema, o lo ha desestimado. En todo caso reciba mis saludos para Vd y para Colombia, en general.
Lo primero que habría que saber es si además de producir chispas (normalmente 1Kv por mm), que energía deben entregar, y esto se puede intuir a partir de la aplicación a la que se destinen. No es lo mismo encender un mechero de gas, que cebar un Laser.
El montaje Flyback (que representa al inicio de su pregunta), es el mejor para obtener tensiones elevadas, pero tiene que diseñase adecuadamente (lo del gap en el núcleo de ferrita, la relación de transformación, el transistor MOS-FET necesario, las protecciones para el mismo, etc), porque el montaje flyback se basa en cargar un auto-inducción (una bobina) durante un tiempo ton, y hacer que se descargue seguidamente por si sola durante un tiempo toff. y obtener la tensión que se desee, si se toman las debidas precauciones (construcción del transformador, proporcionando adecuado aislamiento y soslayando el efecto de las capacidades parásitas del mismo).
Esto es debido a que cuando se carga una autoinducción (L) haciendo circular por ella una corriente I, ésta se carga con una energía igual a: 1/2 L I^2, y al cesar la carga, esta energía se tiene disipar como sea, porque la L no la puede retener (como si hacen los condensadores). Si esta energía se transfiere a un condensador (C) toma las constantes de él de forma que es = 1/2 C V^2 y V (la tensión a la que queda cargado el C), que teóricamente puede ser cualquiera.
El montaje simétrico (en Push-pull con el SG3525) que también Vd. propuso, no es adecuado, porque uno de los dos transistores está conduciendo siempre (alternativamente) y se cumple solamente la relación de transformación del transformador, y el efecto multiplicador del montaje de diodos y condensadores.
No sé si llego demasiado tarde, y quizá Vd ya ha resuelto el problema, o lo ha desestimado. En todo caso reciba mis saludos para Vd y para Colombia, en general.
Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
Aunque parece que este tema está agotado, voy a exponer como se debe diseñar este "Flyback", y por extensión cualquier otro...
Me baso en el esquema de principio que figura en la primera página de este tema.
En un convertidor flyback, cuando el transistor conduce circula corriente por el primario Np del transformador, pero no por el secundario Ns y su diodo. Esto viene determinado por la conexión de ambos devanados, en los que el punto indica el comienzo (o el final del devanado, pero lo mismo en ambos), es decir de la polaridad relativa entre ambos devanados. Cuando el transistor deja de conducir, conduce el secundario y el diodo, transfiriendo la energía acumulada en el primario, al secundario, el diodo y el condensador que considero ya cargado, es decir: El convertidor funcionando.
Me centro en la descarga de Np.
Si desea que el condensador se cargue a 9.000V, esta tensión en Ns = Vs, se transferirá a Np = Vp (no conduciendo) cumpliendo la relación de transferencia y de espiras propia de un transformador: Ns / Np = ns / np = N, siendo n el número de espiras (vueltas) de cada devanado, de forma que Vp será = Vs x np / ns. Esta tensión, transferida desde el secundario al primario, la deberá soportar el transistor en bloqueo, sumada a la tensión de alimentación de la fuente primaria de 14,8V.
Como el MOS-FET que dice sugiere soporta una tensión drenador-surtidor (Vds) de 55V, con lo que la tensión Vp transferida del secundario, no deberá ser superior a 55 - 14,8 = 40,2V. Esta gran diferencia de tensiones (9.000 a 40,2) exige una relación de transformación y de espiras de 9000 / 40,2 = 223,88 (224) que es una relación muy grande.
Los MOS-FET más usuales (y baratos) en el mercado, soportan una tensión Vds de 600V, que utilizados en este convertidor, darían una relación de transformación de 9.000 / 600 - 14,8 = 15,37 (16), una relación más fácil de conseguir.
Conclusión: Mejor utilizar un MOS-FET de más tensión, a pesar de que cuando conduzca, la caída de tensión y pérdida de potencia en su resistencia interna rds sea mayor. (CONTINUARÁ)
Me baso en el esquema de principio que figura en la primera página de este tema.
En un convertidor flyback, cuando el transistor conduce circula corriente por el primario Np del transformador, pero no por el secundario Ns y su diodo. Esto viene determinado por la conexión de ambos devanados, en los que el punto indica el comienzo (o el final del devanado, pero lo mismo en ambos), es decir de la polaridad relativa entre ambos devanados. Cuando el transistor deja de conducir, conduce el secundario y el diodo, transfiriendo la energía acumulada en el primario, al secundario, el diodo y el condensador que considero ya cargado, es decir: El convertidor funcionando.
Me centro en la descarga de Np.
Si desea que el condensador se cargue a 9.000V, esta tensión en Ns = Vs, se transferirá a Np = Vp (no conduciendo) cumpliendo la relación de transferencia y de espiras propia de un transformador: Ns / Np = ns / np = N, siendo n el número de espiras (vueltas) de cada devanado, de forma que Vp será = Vs x np / ns. Esta tensión, transferida desde el secundario al primario, la deberá soportar el transistor en bloqueo, sumada a la tensión de alimentación de la fuente primaria de 14,8V.
Como el MOS-FET que dice sugiere soporta una tensión drenador-surtidor (Vds) de 55V, con lo que la tensión Vp transferida del secundario, no deberá ser superior a 55 - 14,8 = 40,2V. Esta gran diferencia de tensiones (9.000 a 40,2) exige una relación de transformación y de espiras de 9000 / 40,2 = 223,88 (224) que es una relación muy grande.
Los MOS-FET más usuales (y baratos) en el mercado, soportan una tensión Vds de 600V, que utilizados en este convertidor, darían una relación de transformación de 9.000 / 600 - 14,8 = 15,37 (16), una relación más fácil de conseguir.
Conclusión: Mejor utilizar un MOS-FET de más tensión, a pesar de que cuando conduzca, la caída de tensión y pérdida de potencia en su resistencia interna rds sea mayor. (CONTINUARÁ)
Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
Como calcular la frecuencia de funcionamiento más adecuada.
A la frecuencia más adecuada le corresponde un periodo (T) tal que se cumple que f =1/T y T se compone de la suma de 2 tiempos: ton y toff. Estos tiempos están relacionados con la Inductancia del primario (Lp), como sus tiempos de carga y descarga y las tensiones primaria Vp (carga) y secundaria reflejada al primario V’s* (descarga), según la ley de Lenz que dice que V = L dI / dt = L Î / t.
Si Vp = L dI /ton y V’s = L dI /toff resulta que: ton / toff = V’s / Vp. Siendo V’s = Vs /n, que en el caso práctico resulta ton / toff = 600 / 14,8 = 40,5, o lo que es lo mismo ton = 40,5 toff.
Por lo tanto, el tiempo ton es muy largo y el toff muy breve.
Como f = 1/T = 1/ ton + toff = 1/ 40,5 toff + toff = 1/41,5 toff,
Aparece entonces el dilema de escoger un tiempo para toff compatible con los componentes del secundario, en esencia para su diodo, para el que, si estimo un tiempo mínimo de 10 uS, proporciona una f = 24,5 Khz, una frecuencia fuera del margen audible, y consecuentemente ton = 40,5 x 10 = 405 us.
Se puede optar por tiempos de conducción del diodo toff > 10us, pero entonces la f disminuye y cae dentro del margen audible. Hay otra solución, que consiste en utilizar un transistor de más tensión drenador- surtidor (Vds), con lo que la relación de transformación puede ser inferior a la calculada anteriormente y la tensión secundaria reflejada al primario *(V’s = Vs n) mayor.
Por ejemplo utilizando un transistor que soportara el doble de tensión (1.200V) la relación de espiras caería la mitad (aprox, 16/2 =
, y consecuentemente para una misma frecuencia de 24,5 Khz, toff subiría a aprox, el doble (20uS). (a continuar).
A la frecuencia más adecuada le corresponde un periodo (T) tal que se cumple que f =1/T y T se compone de la suma de 2 tiempos: ton y toff. Estos tiempos están relacionados con la Inductancia del primario (Lp), como sus tiempos de carga y descarga y las tensiones primaria Vp (carga) y secundaria reflejada al primario V’s* (descarga), según la ley de Lenz que dice que V = L dI / dt = L Î / t.
Si Vp = L dI /ton y V’s = L dI /toff resulta que: ton / toff = V’s / Vp. Siendo V’s = Vs /n, que en el caso práctico resulta ton / toff = 600 / 14,8 = 40,5, o lo que es lo mismo ton = 40,5 toff.
Por lo tanto, el tiempo ton es muy largo y el toff muy breve.
Como f = 1/T = 1/ ton + toff = 1/ 40,5 toff + toff = 1/41,5 toff,
Aparece entonces el dilema de escoger un tiempo para toff compatible con los componentes del secundario, en esencia para su diodo, para el que, si estimo un tiempo mínimo de 10 uS, proporciona una f = 24,5 Khz, una frecuencia fuera del margen audible, y consecuentemente ton = 40,5 x 10 = 405 us.
Se puede optar por tiempos de conducción del diodo toff > 10us, pero entonces la f disminuye y cae dentro del margen audible. Hay otra solución, que consiste en utilizar un transistor de más tensión drenador- surtidor (Vds), con lo que la relación de transformación puede ser inferior a la calculada anteriormente y la tensión secundaria reflejada al primario *(V’s = Vs n) mayor.
Por ejemplo utilizando un transistor que soportara el doble de tensión (1.200V) la relación de espiras caería la mitad (aprox, 16/2 =
, y consecuentemente para una misma frecuencia de 24,5 Khz, toff subiría a aprox, el doble (20uS). (a continuar).Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
3º.- La autoinducción del primario Lp.
Establecidas la tensión del transistor, la frecuencia y los tiempos de conducción y bloqueo, se estudia determinar la inductancia del primario Lp y la corriente circulante máxima î en el transistor.
Como la potencia eléctrica (P) del convertidor debe ser almacenada por la inductancia Lp, a intervalos, se determina que la P = ½ Lp Î^2 f. Como en el caso presente no hay una potencia preestablecida voy a elegir 12W. Así el producto Lp Î^2 = 1 miliJulio aprox.
Este parámetro es muy útil para elegir el núcleo de ferrita necesario, haciendo uso de los gráficos que facilitan sus constructores, que permiten elegir para el término Lp Î^2 el entrehierro aconsejado para evitar su saturación. Para la serie de núcleos ETD, ver la figura 27 de la página 35 de esta página:
http://ferroxcube.home.pl/prod/assets/sfappl.pdf
Si se elige el núcleo recomendado, el ETD39, resulta con un entrehierro mínimo de 0,1mm. Como sea, que el simple pegado de las mitades de un núcleo, ya alcanza este valor de entrehierro, y que cuando menor es el entrehierro más imprecisa es la inductancia conseguida, es evidente que resulta más conveniente utilizar un núcleo más pequeño, el ETD29, para el que el entrehierro sería de 0,2mm.
Conocido que LÎ2 = 10^-3 y que 14,8 = Lî/ton = Lî / 40,5 x 10^-6. Sustituyendo el valor de Lî en = 6 x 10^-4 aprox, que sustituido en la anterior ecuación se obtiene que 6 x 10^-4 Î = 10^-3, de donde Î = 1,66 Amperios, y por lo tanto L = 360 uHenrios.
Para conocer el número de espiras que sobre el núcleo deben de constituir el primario, se puede hacer uso de un parámetro que se especifica para los núcleos, el AL (Factor de Inductancia expresado en nH), que determina la inductancia deseada con el número de espiras, de forma que: L = n^2 x AL, siendo n el número de espiras.
En esta página: https://www.thierry-lequeu.fr/data/ETD29-EPCOS.pdf
Se obtiene el valor de AL para el núcleo ETD29 y entrehierro 0,2mm, que es de 383 nH. Entonces: 360 x 10^-6 = np^2 x 386 x 10^-9 de donde np = 30
Para las espiras del secundario Ns, ns = np x N = 39 x 16 = 480 espiras.
Establecidas la tensión del transistor, la frecuencia y los tiempos de conducción y bloqueo, se estudia determinar la inductancia del primario Lp y la corriente circulante máxima î en el transistor.
Como la potencia eléctrica (P) del convertidor debe ser almacenada por la inductancia Lp, a intervalos, se determina que la P = ½ Lp Î^2 f. Como en el caso presente no hay una potencia preestablecida voy a elegir 12W. Así el producto Lp Î^2 = 1 miliJulio aprox.
Este parámetro es muy útil para elegir el núcleo de ferrita necesario, haciendo uso de los gráficos que facilitan sus constructores, que permiten elegir para el término Lp Î^2 el entrehierro aconsejado para evitar su saturación. Para la serie de núcleos ETD, ver la figura 27 de la página 35 de esta página:
http://ferroxcube.home.pl/prod/assets/sfappl.pdf
Si se elige el núcleo recomendado, el ETD39, resulta con un entrehierro mínimo de 0,1mm. Como sea, que el simple pegado de las mitades de un núcleo, ya alcanza este valor de entrehierro, y que cuando menor es el entrehierro más imprecisa es la inductancia conseguida, es evidente que resulta más conveniente utilizar un núcleo más pequeño, el ETD29, para el que el entrehierro sería de 0,2mm.
Conocido que LÎ2 = 10^-3 y que 14,8 = Lî/ton = Lî / 40,5 x 10^-6. Sustituyendo el valor de Lî en = 6 x 10^-4 aprox, que sustituido en la anterior ecuación se obtiene que 6 x 10^-4 Î = 10^-3, de donde Î = 1,66 Amperios, y por lo tanto L = 360 uHenrios.
Para conocer el número de espiras que sobre el núcleo deben de constituir el primario, se puede hacer uso de un parámetro que se especifica para los núcleos, el AL (Factor de Inductancia expresado en nH), que determina la inductancia deseada con el número de espiras, de forma que: L = n^2 x AL, siendo n el número de espiras.
En esta página: https://www.thierry-lequeu.fr/data/ETD29-EPCOS.pdf
Se obtiene el valor de AL para el núcleo ETD29 y entrehierro 0,2mm, que es de 383 nH. Entonces: 360 x 10^-6 = np^2 x 386 x 10^-9 de donde np = 30
Para las espiras del secundario Ns, ns = np x N = 39 x 16 = 480 espiras.
Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
CONCLUSION.
He intentado desmenuzar el cálculo de un convertidor Flyback, sin utilizar fórmulas pre-desarrolladas, que impiden su comprensión. Las únicas fórmulas utilizadas, son las clásicas Ley de Lenz (V = L dI/dt), la de la energía acumulada en una autoinducción (E = ½ LI^2), y la relación entre tensiones y espiras en un transformador (Vp/Vs = np/ns), y datos y gráficos que facilitan los fabricantes de núcleos de ferrita, para la ejecución de la inductancia.
En los cálculos mostrados, se han utilizado datos de partida Vi, Vo, Potencia? Vds, fijos, lo que los hace válidos para un caso teórico inamovible, en el que se produce el funcionamiento justo en el punto de transición, entre el funcionamiento con corriente interrumpida y no-interrumpida.
En cálculos reales, se deberá tener en cuenta tolerancias y márgenes de seguridad, que fijarían el punto de funcionamiento estudiado en las peores condiciones posibles y llevarían el punto de funcionamiento calculado en un punto diferente al de transición
El control-excitación del transistor en un bucle cerrado, llevaría al funcionamiento interrumpido, que manteniendo las mismas constantes del circuito, lleva a la aparición de un tercer tiempo a restar de la suma de ton + toff, dentro del mismo periodo T. Un tiempo denominado de espera entre cada ciclo de carga-descarga de la Lp, si la frecuencia se mantiene fija. Si el control-excitación incluye la frecuencia variable, el punto de transición entre ambos tipos de funcionamiento, puede ser mantenido en todas las condiciones posibles.
Finalmente los cálculos y estimaciones efectuadas han llevado a un “transformador” demasiado pequeño para incluir un devanado que soporte ¡9KV!, lo que los invalida, u obligaría a utilizar sistemas de aislamiento muy especiales para una ejecución práctica.
En el caso presente, sería mejor rehacer los cálculos utilizando un núcleo en forma de doble U, con los devanados primario y secundario en dos ramas opuestas, tal como se ha venido haciendo en la generación de la MAT de los televisores de tubo catódico.
He intentado desmenuzar el cálculo de un convertidor Flyback, sin utilizar fórmulas pre-desarrolladas, que impiden su comprensión. Las únicas fórmulas utilizadas, son las clásicas Ley de Lenz (V = L dI/dt), la de la energía acumulada en una autoinducción (E = ½ LI^2), y la relación entre tensiones y espiras en un transformador (Vp/Vs = np/ns), y datos y gráficos que facilitan los fabricantes de núcleos de ferrita, para la ejecución de la inductancia.
En los cálculos mostrados, se han utilizado datos de partida Vi, Vo, Potencia? Vds, fijos, lo que los hace válidos para un caso teórico inamovible, en el que se produce el funcionamiento justo en el punto de transición, entre el funcionamiento con corriente interrumpida y no-interrumpida.
En cálculos reales, se deberá tener en cuenta tolerancias y márgenes de seguridad, que fijarían el punto de funcionamiento estudiado en las peores condiciones posibles y llevarían el punto de funcionamiento calculado en un punto diferente al de transición
El control-excitación del transistor en un bucle cerrado, llevaría al funcionamiento interrumpido, que manteniendo las mismas constantes del circuito, lleva a la aparición de un tercer tiempo a restar de la suma de ton + toff, dentro del mismo periodo T. Un tiempo denominado de espera entre cada ciclo de carga-descarga de la Lp, si la frecuencia se mantiene fija. Si el control-excitación incluye la frecuencia variable, el punto de transición entre ambos tipos de funcionamiento, puede ser mantenido en todas las condiciones posibles.
Finalmente los cálculos y estimaciones efectuadas han llevado a un “transformador” demasiado pequeño para incluir un devanado que soporte ¡9KV!, lo que los invalida, u obligaría a utilizar sistemas de aislamiento muy especiales para una ejecución práctica.
En el caso presente, sería mejor rehacer los cálculos utilizando un núcleo en forma de doble U, con los devanados primario y secundario en dos ramas opuestas, tal como se ha venido haciendo en la generación de la MAT de los televisores de tubo catódico.
Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
Muchas gracias, Botijo, por tu explicación.
Me lo he impreso en papel para no perderlo.
Saludos
Me lo he impreso en papel para no perderlo.
Saludos
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Re: Diseño de transformadores de alta frecuencia y HV
Aquí hay una fuente para rayos X de alta potencia que he encontrado por casualidad, es la cosa más potente que he visto que se puede hacer con componentes asequibles:
https://www.microsemi.com/document-port ... id-cooling
https://www.microsemi.com/document-port ... id-cooling
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